在开关电源规划中，主功率有多个开关管时其驱动一定要选用阻隔规划，比方多管串联反激、双管正激、LLC等多开关管的拓扑中，开关管驱动均需要做阻隔处理。当时市面上已经有较老练的自举驱动芯片来满意规划需求，可是其驱动芯片的耐压等级受限，最高电压只能到600V左右。在更高输入电压等级的使用场合中，比方光伏电源、SVG辅佐电源等输入电压到达1500V乃至更高的电源产品规划时，驱动芯片的计划就不再适用，只能挑选磁阻隔变压器驱动电路。因而磁阻隔驱动电路的规划极其重要。
其间，电容C1为输入端直流阻隔电容，C3为开关管QM等效的输入电容。电容电压的参阅方向如图1所示，T1为磁阻隔驱动变压器。S1是脉冲宽度调制驱动器（PWM Driver）的输出信号波形，S2是变压器输入端的波形，S2是该磁阻隔驱动器的输出波形。图1所示的电路作业波形如图2所示。
假定稳态时该驱动器的输出信号S1的周期为T，占空比为，幅值为，一起假定变压器T1的输入输出匝比为1，则稳态时输入端直流阻隔电容C1上的电压为D·VS1。在S1为高电平时，S3也为高电平，其幅值为(VS1-VC1)，即(1-D)·VS1。而在S1为低电平时，S3为负电平，其幅值为(-VC1)，即D·VS1。
由此可见，这种阻隔驱动电路线路简略，并且被驱动的MOS管有负向的驱动电压，抗干扰能力强。但其有待改善之处在于，在占空比D较大时，S3的高电平幅值就较小，或许会引起QM驱动电压缺乏。这样，这种驱动器电路不合适使用在占空比改动较大的场合，即输入比规模大的(1-D)·VS1使用条件下，图1所示的驱动电路将不再适用。
为了处理上述难点问题，需要在图1所示的磁阻隔驱动电路次级边也增加隔直电容，如图3所示。
相对图1的磁阻隔驱动电路而言，增加了次级的直流隔直电容C2和开关二极管DR。稳态时输入端隔直电容C1上的电压VC1=D·VS1，输出端隔直电容C2上的VC2=D·VS1。其电压参阅方向如图3所示。图3电路的作业波形如图4所示。可知，稳态后QM的电压V3不随占空比改动而改动，合适更宽规模输入条件的驱动规划。
可是图3所示的电路在某些特别状况下，比方输入端忽然断电或许负载骤变过程中脉冲宽度调制驱动器的输出信号会忽然消失，即驱动信号S1将为0。随后变压器T1在输入端隔直电容电压（-DVs1）效果下逐步进入饱满，一起C2上的电压仍为DVs1，T1上的输入输出电压幅值从DV1逐步减小，此刻QM上的电压将从0开端逐步增加，直到与C2上的电压持平。其波形示意图如图5中赤色框所示。
由此可见，在特别条件下QM会呈现失控的驱动信号，该信号形成开关管误导通，引发主功率变压器饱满，导致产品炸机。
为了处理图3中双隔直磁阻隔驱动电路的误导通问题，我司针对次级隔直电容C2做了特别放电电路。如图6所示，其间增加了原边检测电路和次级隔直电容放电电路，该电路为我司自主发明专利电路。经过高速光耦做信号阻隔，有用处理主功率开关管误导通的问题，改善后的驱动波形如图7中2通道PWM波形所示，可以精确的看出在驱动反常封闭状况下，C2上的电压敏捷放电完结，开关管不会呈现反常注册状况。为我司超高超宽压输入系列新产品供给高牢靠的驱动，进步产品归纳竞争力。
选用变压器做的磁阻隔驱动电路，假如只要原边有隔直电容时，在占空比较大的条件下次级输出电压会下降，缺乏以满意开关管驱动的要求。当次级增加隔直电容后能处理大占空比的问题，可是在反常条件下次级隔直电容放电会导致开关管反常导通，从而呈现原边饱满导致产品炸机。我司针对以上问题要点打破，增加次级隔直电容放电电路，使得磁阻隔驱动电路不受占空比影响的一起完美处理反常条件下开关管反常导通的现象。该放电电路规划简略、牢靠，大幅度的进步产品牢靠性。
